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    [日期:2019-04-13 20:26:03] 来源:  作者: [字体: ]

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      深度放电给许多类型的可充电电池都会带来危害。本设计实例介绍的电路完成欠压?;?UVP: un-der-voltage protection),防止这种危害,同时用作一个负载开关。稍微或不作修改,它能工作在电压从4.5V至19V的几乎任何电池类型。待机电流在1μA以下。高边N沟道MOSFET Q2与一个P沟道部件相比降低了成本。
      开、关机为内在软件进行,因此避免了开关尖峰脉冲。
      图1所示电路工作在20℃时的12V胶体电解质铅蓄电池,其它类型的蓄电池可能需要对元件值作一下变化。
      该电路的工作原理为:初始状态下,电池/蓄电池与+ACC相连,该电路关闭,C3处于放电状态,因此,可编程参考TL431A (D1)将关断,具有1μA以下的漏电流。这样,该电路中的所有其它元件均闭塞,且Q2截止,因为它的栅极通过R5放电。在这种状态下,该电路正等待on输入上(经过一个按钮或其它的控制器)的一个启动正脉冲。在这个脉冲期间,TL431A导通,给TLC555提供电源,配置像一个振荡器。通过C2和D3,该振荡器在Q2的栅极电容上产生一个提升的电压,从而使Q2导通。在on信号移开后,该电路保持启动状态,因为分压器R1-R2上的电压给C3充电,维持从D1到Q2再返回到D1的环路。
      假如/off变低或达到欠压跳闸点,该电路从负载上拆线且自身关机。跳闸点表达式为:V1=(1+R1/R2)
      Vref(Vref为TL431 2.5V参考电压),因此R1/R2=V1/Vref-1。为了使Iref(最大值4μA)的影响忽略不计,应使通过该分压器的电流至少100倍于Iref: R1+R2≤30kΩ,因此对于10.8V的跳闸点,计算值为:R2=30 kΩ/(V1/Vref)=6.94 kΩ,R1=30kΩ - R2=23.06 kΩ。
      TIA31A具有一个偏差为1%的Vref,因此R1和R2的偏差对于最低限度的跳闸点精确度应该更好,或者增加一个电阻。作为一个良好的实践,电流Iref应该小于一半的它的10mA绝对最大额定值。因此R6≥Von/5mA。R6的上限由下式定义:Vref=(R1 ‖ R2)V1/(R6+(R1 ‖ R2)),R6≤(R1 ‖ R2) (V1/Vref-1),因此,R6≤17.8 kΩ。
      假如你选择R6接近这个限制,当蓄电池耗尽时,你能禁止任何开关负载的尝试。/off输入的优先权高于on。电池电压监控发生在开关Q2之后,因此对于正确运行一个低的RDS(on)是必不可少的。对于一个高的负载电流,开关时间应该最小化以降低功率耗散。对于开机期间Q2的栅极电容Cg的一个快速充电,振荡器频率应该较高(这里它大约为900kHz)。对于快速关机,R5不应该太高:时间取决于R5xCg。当该电路闭塞时,Q1用来防止Q2的栅极通过D2和D3与+Acc相连,任何具有中等增益(30-150)的PNP晶体管都可采用(例如:2N2904)。具有更高增益的晶体管(例如:BC556-BC560)可能需要减小R4,在该电路关断状态期间保证Q1截止。Q1由通过TLC555的电流进行可靠导通,工作在它的上限频率附近并且使用一个低的R3值保证通过R4降低。低功率齐纳二极管D4用来配置Q2的VGS(max)。Q2的主要参数选择是系统依赖性的,因为Cg用作一个滤波电容,因此也要注意它,其适当的值位于2nF-10nF的范围,较大的电容可能需要C2的值相应增加。一般来说.C2的范围在Cg至2Cg之间。C2的值在导通时间具有影响。

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